per il comparatore #1 e 
per il comparatore #2 che definiscono lo stato logico di un
Flip-Flop. Le case costruttrici di circuiti integrati distribuiscono dispositivi appositamente progettati per generare forme d’onda. A tale categoria appartiene l’integrato 8038 prodotto dall’INTERSIL e dalla HARRIS con la sigla ICL-8038 e dalla EXAR con la sigla XR-8038. L’integrato, insieme a pochi componenti passivi, è in grado di generare simultaneamente forme d’onda quadre, triangolari e sinusoidali in un campo di frequenza regolabile tra 0.001 Hz fino a 300 KHz. Il duty-cycle può essere variato tra il2% e il 98%
Il dispositivo può essere anche impiegato per realizzare la modulazione di frequenza FM e generare segnali sweep. Tra le altre caratteristiche il costruttore indica anche la possibilità di utilizzare l’8038 come blocco VCO (Voltage Controlled Oscillator) per la realizzazione di un PLL (Phase Locked Loop).
L’integrato può essere alimentato o a singola alimentazione V+, tra 10 V e 30V, o a doppia alimentazione V+ e V- tra ±5 V e ±15 V. Nel caso della singola alimentazione il valore medio, per l’onda triangolare e sinusoidale, è pari a V+/2 mentre l’onda quadra varia tra i valori estremi V+ e massa. L’uscita ad onda quadra è di tipo open collector e, pertanto, necessita di una resistenza di pull-up tra uscita e alimentazione.
In fig. 1 si mostra la piedinatura e il diagramma a blocchi funzionale.
L’integrato è impiegato in numerose apparecchiature commerciali come ad esempio i generatori di funzioni utilizzati nei laboratori di elettronica.
La generazione delle forme d’onda si basa sulla carica e scarica a corrente costante del condensatore esterno C da collegare tra i pin 10 e 11 ed alimentato dalla tensione Vsupply = V+ -V-. Nel seguito la tensione Vsupply sarà indicata con Vs.
Dallo schema a blocchi si ricava che l’integrato è
costituito da 2 comparatori con soglie di commutazione pari a
per il comparatore #1 e
per il comparatore #2 che definiscono lo stato logico di un
Flip-Flop.
L’ingresso dei comparatori è collegato con un generatore a corrente costante #1 che eroga una corrente I mentre l’uscita del Flip-Flop definisce lo stato aperto/chiuso di un interruttore che consente di connettere o disconnettere il generatore di corrente #2 che assorbe una corrente 2I.
Supponiamo che all’accensione il generatore di corrente #2 sia staccato. Il condensatore C si carica con una corrente costante paria a I seguendo la legge lineare:
Fig. 1
Piedinatura, diagramma funzionale e circuito di test
dell’integrato
ICL-8038.
Non appena la tensione
ai capi del condensatore raggiunge il valore di 
, il
comparatore #1 cambia stato e fa commutare il Flip-Flop che chiude
l’interruttore interno.
Il generatore di corrente #2 assorbendo una corrente 2I, scarica il condensatore con legge:
La tensione ai capi del condensatore decresce e, appena raggiunge la soglia di commutazione Vs/3 del comparatore #2, provoca una nuova commutazione del Flip-Flop che apre l’interruttore interno. Il condensatore riprende la carica partendo dal valore Vs/3:
In fig. 2 si riportano le forme d’onda di carica e scarica del condensatore e l’andamento della tensione di uscita del Flip-Flop nel caso di singola alimentazione e supponendo il condensatore inizialmente scarico.
 |
Fig. 2 Forme d’onda caratteristiche dell’8038.
Mediante circuiti adattatori (BUFFER) si preleva dal Flip-Flop il segnale ad onda quadra (duty-cycle 50%) e dal condensatore C il segnale triangolare. Il segnale sinusoidale è ottenuto da quello triangolare mediante una rete non lineare a transistor nota come sine-converter. L’ampiezza del segnale triangolare è pari a circa 0.33Vs mentre quella del segnale sinusoidale è pari a circa 0.22Vs
La simmetria delle forme d’onda può essere modificata variando le correnti di carica (I) e scarica (2I) del condensatore C. Ciò si ottiene inserendo dei resistori RA e RB tra i pin 4 e 5 come mostrato negli schemi di fig. 3.
a) b)
Fig. 3 Connessioni fondamentali per i resistori di tempificazione.
Nella fig.3a) le resistenze RA e RB sono regolabili separatamente e, pertanto, consentono una migliore regolazione. Il costruttore fornisce per i tempi T1 (livello alto dell’onda quadra) e T2 (livello basso dell’onda quadra) le seguenti relazioni:
Il periodo vale: T = T1 + T2 e la frequenza risulta pari a:
Per RA = RB = R si ottiene:
La resistenza da 82KW posta tra i pin 11 e 12 consente di minimizzare la distorsione della forma d’onda sinusoidale introdotta dalla rete sine-converter ottenendo valori di distorsione inferiori all’1%.
Per quanto concerne la scelta dei componenti di tempificazione RA, RB e C si deve tener conto che le resistenze RA e RB determinano il valore delle correnti dei generatori interni dell’integrato. Il costruttore impone che la corrente I dei generatori interni sia compresa tra 10mA e 1mA. Se i pin 7 e 8 sono collegati insieme vale la seguente relazione:
Dove R1 = 11KW e R2 = 39 KW sono due resistenze interne all’integrato: R1 è collegata tra il pin 7 e il terminale positivo dell’alimentazione mentre R2 tra il pin 7 e massa. Ad esempio, per V+ = 12 V e V- = -12V si ha:
Analogo calcolo vale per la resistenza RB. Il valore della capacità C è funzione della frequenza che si desidera ottenere. In ogni caso è consigliabile che la scelta cada sul valore massimo nel possibile range di lavoro.
Si descrivono sinteticamente alcuni circuiti applicativi tratti dal data-sheet dell’integrato.
In fig. 4 si riportano le connessioni da effettuare per realizzare la modulazione di frequenza FM e la generazione di segnali sweep.
a) b)
Fig. 4 Modulazione di frequenza e generazione di segnali sweep.
Il segnale modulante si applica al pin 8. Entrambi i circuiti si basano sul fatto che la frequenza dei segnali generati dall’8038 è direttamente proporzionale alla tensione continua Vsweep misurata tra il pin 8 e il terminale positivo di alimentazione V+.
Per piccole deviazioni di frequenza, contenute entro il 10%, il segnale modulante può essere applicato al pin 8 utilizzando un condensatore di disaccoppiamento C, come mostrato nella fig. 4a). Il costruttore indica che la resistenza d’ingresso vista dal pin 8 vale 8KW. La resistenza R inserita tra i pin 7 e 8 non è indispensabile ed ha il solo scopo di aumentare, se necessario, la resistenza d’ingresso al pin 8 al valore R+RI = R +8 KW.
Per ottenere deviazioni di frequenza più grandi o per la generazione di segnali sweep il segnale modulante si applica tra il pin 8 e il terminale V+, come mostrato nella fig. 4b). Il potenziale del pin 8 può decrescere, rispetto alla tensione V+, di una quantità pari a:
Ad esempio per alimentazione duale ±12V si ha V8m = 6V, per cui il potenziale sul pin 8 può variare tra 6V e 12V.
Per ottenere variazioni di frequenza dei segnali di uscita molto ampie, fino ad un rapporto 1000:1, è necessario che la tensione più alta da applicare al pin 8 sia inferiore, anche se di pochi mV, al potenziale sul punto comune delle resistenze RA e RB. Ciò si ottiene inserendo un diodo tra alimentazione positiva e le resistenze di tempificazione, come riportato nella fig. 5.
Fig. 5. Oscillatore a frequenza variabile tra 20 Hz e 20 KHz.
Il circuito consente di ottenere segnali a frequenza variabile nel campo audio tra 20 Hz e 20 KHz, con un range di sweep nel rapporto 1000:1 (20KHz/20Hz = 1000).
La resistenza variabile, di elevato valore, posta tra il pin 5 e l’alimentazione V- consente di ridurre la dipendenza tra il segnale di sweep e il duty.cycle.
Nella fig. 6 si riporta una tipica applicazione dell’8038 come VCO in grado di realizzare un circuito con elevata linearità tra ampiezza della tensione modulante e frequenza dei segnali di uscita di uscita.
Fig. 6. Linear VCO
Nella fig. 7 si mostra lo schema a blocchi di un circuito PLL che fa uso dell’8038 come VCO. Come phase-detector il costruttore suggerisce di utilizzare dei componenti commerciali come MC4344, NE54, HA2800, HA2820.
Fig. 7. 8038 impiegato come VCO in un circuito PLL.